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        公司新聞

        高壓直流電源的共模干擾抑制技術及(EMI)對策詳解

        來源:美端電氣 ??發布時間:2019-04-03 14:38

        高壓直流電源的共模干擾抑制技術(Technology)及(EMI)對策詳解

        高壓直流電源的共模干擾抑制技術及(EMI)對策詳解

        引言
              由于MOSFET及IGBT和軟開關技術在高壓直流電源電路中的廣泛應用(application),使得功率變換器的開關頻率越來越高,結構更加緊湊,但亦帶來許多問題,如寄生元件產生的影響加劇,電磁輻射加劇等,所以EMI問題是目前高壓直流電源界關注的主要問題之一。鉗形接地電阻測試儀在測量有回路的接地系統時,不需斷開接地引下線,不需輔助電極,安全快速、使用簡便。鉗形接地電阻儀能測量出用傳統方法無法測量的接地故障,能應用于傳統方法無法測量的場合,因為鉗形接地電阻儀測量的是接地體電阻和接地引線電阻的綜合值。鉗形接地電阻儀有長鉗口及圓鉗口之分。長鉗口特別適宜于扁鋼接地的場合。
              傳導是高壓直流電源(power supply)裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是主要的傳導干擾形態。多數情況(Condition)下,功率變換器的傳導干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理(Maxim)的無源共模干擾抑制技術,并成功地應用于多種功率變換器拓撲中。理論和實驗結果都證明了,它能有效地減小電路中的高頻傳導共模干擾。這一方案的優越性在于,它無需額外的控制電路和輔助高壓直流電源,不依賴于高壓直流電源變換器其他部分的運行(Windows)情況,結構簡單、緊湊。
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              共模高壓直流電源(power supply)噪聲與差模高壓直流電源噪聲產生的內部機制有所不同:差模高壓直流電源噪聲主要由開關變換器的脈動電流(Electron flow)引起;共模高壓直流電源噪聲則主要由較高的d/d與雜散參數間相互作用而產生的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流,同時,由于開關器件端子上的d/d是最大的,所以開關器件與散熱片之間的雜散電容也將產生共模電流。圖2給出了這種新型共模高壓直流電源噪聲抑制電路所依據的本質概念。開關器件的d/d通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成高壓直流電源噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的d/d,并把它反相,然后加到一個補償電容上面,從而形成補償電流對高壓直流電源噪聲電流的抵消。即補償電流與高壓直流電源噪聲電流等幅但相位相差180°,并且也流入接地層。根據基爾霍夫電流定律,這兩股電流在接地點匯流為零,于是50Ω的阻抗平衡網絡(LISN)電阻(接測量接收機的BNC端口)上的共模高壓直流電源噪聲電壓被大大減弱了。bsp; 補償原理(Maxim)
        2    基于補償原理(Maxim)的共模干擾抑制技術在高壓直流電源中的應用
              本文以單端反激電路為例,介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術在功率變換器中的應用(application)。接地電阻測試儀是摒棄了傳統的人工手搖發電工作方式,采用先進的大規模集成電路,應用DC/AC變換技術將三端鈕、四端鈕測量方式合并為一種機型的新型數字接地電阻測試儀。圖3給出了典型單端反激變換器的拓撲結構(Structure),并加入了新的共模高壓直流電源噪聲抑制電路。如圖3所示,從開關器件過來的d/d所導致的寄生電流(Electron flow)para注入接地層,附加抑制電路產生的反相高壓直流電源噪聲補償電流comp也同時注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零,從而大大減少了流向LISN電阻的共模電流。利用現有電路中的高壓直流電源變壓器磁芯,在原繞組結構上再增加一個附加繞組NC。由于該繞組只需流過由補償電容comp產生的反向高壓直流電源噪聲電流,所以它的線徑相對原副方的P及S繞組顯得很小(由實際裝置的設計考慮決定)。附加電路中的補償電容comp主要是用來產生和由寄生電容para引起的寄生高壓直流電源噪聲電流反相的補償電流。comp的大小由para和繞組匝比P∶C決定。如果P∶C=1,則comp的電容值取得和para相當;若P∶C≠1,則comp的取值要滿足comp=para·d/d。
        此外,還可以通過改造諸如Buck,Half-bridge等DC/DC變換器中的電感或變壓器,從而形成無源補償電路,實現高壓直流電源噪聲的抑制,如圖4,圖5所示。
        3    實驗及結果
              實驗采用了一臺5kW/50Hz艇用逆變電源的單端反激輔助高壓直流電源作為實驗平臺。交流調壓器的輸出經過LISN送入高壓直流電源整流橋,高壓直流電源整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點測得開關管集電極對實驗地(機殼)的寄生電容大約為80pF,鑒于實驗室現有的電容元件,取用了一個100pF,耐壓1kV的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實驗桌面,LISN及待測反激高壓直流電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓(voltage)和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現了原方繞組的波形。圖7是流過補償電容的電流(Electron flow)和開關管散熱器(降低設備運轉時所產生的熱量)對地寄生電流的波形。從圖7可以看出,補償電流和寄生電流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是,由于開關管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通,散熱器形狀的不規則導致了開關管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見,補償電流的幅值大于實際寄生電流,說明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好,取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后,流入LISN接地線(別稱:避雷線)的共模電流波形比較。經過共模抑制電路的電流平衡后,共模電流的尖峰得到了很好的抑制,實驗數據表明,最大的抑制量大約有14mA左右。
        圖9是用Agilent E4402B頻譜分析儀測得的共模電流(Electron flow)的頻譜波形。可見100kHz到2MHz的頻率范圍內的CM高壓直流電源噪聲得到了較好的抑制。但是,在3MHz左右出現了一個幅值突起,之后的高頻段也未見明顯的衰減,這說明在高頻條件下,電路的分布參數成了高壓直流電源噪聲耦合主要的影響因素,補償電路帶來的高頻振蕩也部分增加了共模EMI高壓直流電源噪聲的高頻成份。但從濾波器設計(Design)的角度來看,這并不太多影響由于降低了低次諧波高壓直流電源噪聲而節省(spare)的設備開支。若是能較精確地調節補償電容,使其盡可能接近寄生電容Cpara的值,那么抑制的效果會在此基礎上有所改善。
        4    此技術(Technology)的局限性
              圖10中的(a),(b),(c),(d)給出了高壓直流電源(power supply)噪聲抑制電路無法起到正常效用時的電壓、電流的波形仿真情況(Condition)。這里主要包含了兩種情況:
              第一種情況是在輸入電容的等效串聯電感()上遇到的。接地電阻測試儀廠家適用于電力、郵電、鐵路、通信、礦山等部門測量各種裝置的接地電阻以及測量低電阻的導體電阻值;本表還可測量土壤電阻率及地電壓。電感在整個電路中充當了限制電流(Electron flow)變化率d/d的角色,很顯然LISN中大電感量的串聯電感限制了變換器高壓直流電源作為電流源提供的能力。因此,這些脈動電流所需的能量必須靠輸入電容來供給,但是輸入電容自身的也限制了它們作為電流源的能力。愈大,則輸入端電容提供給補償變壓器所需高頻電流的能力愈受限制。當為100nH時,補償電路幾乎失效。圖10(a)中雖說補償電壓與寄生CM電壓波形非常近似,但是圖10(b)中卻很明顯看出流過補償電容comp的電流被限制了。
              另外一種嚴重的情況(Condition)是補償變壓器(Transformer)的漏感。當把變壓器漏感從原來磁化電感的0.1%增大到10%的時候,補償電路也開始失效,如圖10(c)及圖10(d)所示。補償繞組電壓波形由于漏感和磁化電感的緣故發生分叉。如果漏感相對于磁化電感來說很小的話,這個波形畸變可以忽略,但實際補償電容上呈現的d/d波形已經惡化,以至于補償電路無法有效發揮抑制作用(role)。
           為了解決和變壓器漏感這兩個嚴重的限制因素,可以采取以下措施(指針對問題的解決辦法):對于輸入電容的,要盡量降低至可以接受的程度,通過并聯低值的電容來改善;密繞原方繞組和補償繞組可以有效降低漏感。
              5    結語
              由以上的實驗和分析可以看到,應用到傳統高壓直流電源(power supply)變換器拓撲結構中的這種無源CM高壓直流電源噪聲抑制電路是有一定作用的。由于用來補償的附加繞組只須加到現有的變壓器(Transformer)結構中,所以,隔離式的拓撲結構對于采用這種無源補償消除電路來說可能是最簡易、經濟的電路結構。

          
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